Какие факторы влияют на частотные свойства бт
Частотные свойства транзисторов определяют диапазон частот синусоидального сигнала, в пределах которого прибор может выполнять характерную для него функцию преобразования сигнала. Принято частотные свойства приборов характеризовать зависимостью величин его параметров от частоты.
Для биполярных транзисторов в основном представляет интерес зависимость от частоты коэффициента передачи входного тока, а также зависимость входного и выходного сопротивлений. Обычно рассматривается активный режим при малых амплитудах сигнала в схемах включения с ОБ и ОЭ.
В динамическом режиме между входными и выходными сигналами появляются фазовые сдвиги и вместо приращений токов и напряжений необходимо брать комплексные величины, поэтому и параметры заменяются комплексными (частотно зависимыми) величинами.
Проведем анализ частотных свойств коэффициентов передачи, используя Т-образную линейную модель (эквивалентную схему) транзистора (рисунки 3.10 и 3.11).
На частотные свойства БТ влияют время пролета носителей через базу tБ, а также ёмкости эмиттерного и коллекторного переходов СЭ, СК и объёмное сопротивление базы .
При рассмотрении работы транзистора р-п-р в схеме ОБ оказывается, что диффузионный характер распространения неравновесных дырок в базовой области приводит к дисперсии времени их прибытия к коллекторному переходу. С ростом частоты из-за этого уменьшается амплитуда сигнала на выходе транзистора, а, следовательно, и коэффициент передачи тока. Допустим, что в момент поступления на вход транзистора положительного полупериода сигнала через эмиттерный переход инжектируется большое число дырок. Часть из них быстро достигает коллекторного перехода; другая же часть, двигаясь по более длинному пути, задерживается. При высокой частоте сигнала, когда среднее время перемещения дырок в базовой области сравнимо с его периодом, положительный полупериод быстро сменяется отрицательным. В течение действия отрицательного полупериода число инжектированных дырок уменьшится, и часть их дойдет до коллекторного перехода одновременно с запоздавшими дырками от положительного полупериода. В результате этого сигнал на выходе транзистора получится усредненным, а усилительный эффект и коэффициент h21Б уменьшатся.
Чем больше толщина базовой области и, следовательно, чем больше среднее время пролета базы дырками, тем сильнее проявляется запаздывание носителей и тем меньше коэффициент передачи тока. Для транзисторов типа р-п-р время диффузионного перемещения . Это время соответствует примерно периоду колебания напряжения переменной частоты , которое транзистор еще усиливает.
На частотные свойства транзистора влияют сопротивления его переходов и базы. Полное сопротивление эмиттерного перехода представляет собой параллельное соединение активной и реактивной составляющих. Активное сопротивление является прямым дифференциальным сопротивлением эмиттерного перехода rЭ. Для малого входного сигнала его величина не превышает нескольких десятков Ом. Реактивное сопротивление определяется суммарной емкостью перехода, состоящей из зарядной СЭ0 и диффузионной
СЭ ДИФ емкостей. Последняя определяется как отношение приращения заряда инжектированных носителей к вызвавшему его приращению эмиттерного напряжения .
Из-за малой толщины базы ∆wБ транзистора количество инжектированных в нее носителей будет меньше, чем в диоде, аналогичной конструкции, поэтому СЭ ДИФ в транзисторе также меньше, чем в диоде.
Рис. 3.16. К пояснению изменения заряда в базе транзистора при изменения на его эмиттере
Рисунок 3.16 иллюстрирует образование емкости СЭ ДИФ заштрихованная площадь определяет приращение числа инжектированных носителей, пропорциональное приращению заряда в базе dQ, при изменении dUЭБ. Хотя эмиттерные емкости СЭ0 и СЭ ДИФ значительны (СЭ0 достигает 100-150 пФ,
СЭ ДИФ – 1000 пФ), но, так как они шунтированы малым сопротивлением rЭ, их следует учитывать только на очень высоких частотах (порядка десятков мегагерц). На этих частотах часть эмиттерного тока, ответвляющегося через емкость, становится значительной, в результате чего уменьшается коэффициент инжекции и увеличивается сдвиг фаз φ.
Полное сопротивление коллекторного перехода также представляет собой параллельное соединение активной и реактивной составляющих: активного дифференциального сопротивления коллекторного перехода rК порядка 1 МОм и суммы емкостей — собственной СК0 (в среднем около 10 пФ) и диффузионной СКДИФ < СК0. Сопротивление rК определяется тем, что изменение напряжения приводит к изменению толщины перехода и, следовательно, толщины базы на ΔwБ. Отсюда изменяется число дырок, которые рекомбинируют в базе, и величина тока IK через коллекторный переход при IЭ = const. Диффузионная емкость коллекторного перехода определяется как приращение заряда неосновных носителей в базе к вызвавшему его приращению напряжения ΔUКБ при IЭ = const. С изменением UКБ меняется толщина базы, а следовательно, и общее число дырок в базовой области и их заряд. Из-за большого сопротивления rK шунтирующее действие емкости, несмотря на ее малую величину, сказывается на частотах порядка звуковых. Если, например, считать СK0 = 10 пФ и rK = 1МОм, то равенство rK =1/2nfCK0 удовлетворяется при f =16 кГц. Таким образом, шунтирующее действие СK0 сказывается на гораздо более низких частотах, чем действие СЭ. Полное сопротивление коллекторного перехода на высоких частотах сильно уменьшается. Поэтому при рассмотрении частотных свойств транзистора приходится обычно считаться с емкостью СК0; при конструировании транзистора эту емкость стремятся по возможности уменьшить либо путем уменьшения рабочей поверхности коллекторного перехода, либо увеличением его толщины. Влияние активного сопротивления базы на частотные свойства транзистора можно пояснить следующим образом. Сопротивление rЭ и емкость эмиттерного перехода совместно с образуют частотнозависимый делитель напряжения (рисунок 3.17). Чем больше , тем меньше управляющее напряжение на эмиттерном переходе UП, С ростом частоты модуль эмиттерного сопротивления из-за наличия емкости СЭ уменьшается и управляющее напряжение UП также падает.
Нет надобности рассматривать влияние на частотные свойства транзистора каждого элемента в отдельности. Совместно все эти факторы влияют на коэффициент передачи тока эмиттера h21Б, который становится комплексным, следующим образом:
, (3.34)
где h21Б0– коэффициент передачи тока эмиттера на низкой частоте, f – текущая частота, fh21Б – предельная частота.
Модуль коэффициента передачи тока эмиттера равен:
(3.35)
Нетрудно заметить, что модуль коэффициента передачи ½h21Б½на предельной частоте fh21Б снижается в раз.
Сдвиг по фазе между входным и выходным токами определяется формулой
. (3.36)
Для схемы с ОЭ известно соотношение
. (3.37)
Подставляя (3.37) в (3.34) получим
, (3.38)
где .
Модуль коэффициента передачи тока базы будет равен
. (3.39)
Частотные зависимости коэффициентов передачи тока в схемах ОЭ и ОБ представлены на рисунке 3.18 (логарифмический масштаб).
Рис. 3.18. Зависимости коэффициента передачи тока БТ от частоты
Более быстрое изменение с ростом частоты модуля |h21Э| по сравнению с | h21Б | (рисунок 3.18) объясняется тем, что разность (1- h21Б) в выражении меняется быстрее, чем h21Б и увеличением фазового сдвига с частотой. На низких частотах и IK мало отличается по величине от IЭ; IБ имеет малую величину (рисунок 3.19, а). С ростом частоты ток IК начинает отставать от тока IЭ, а ток IБувеличивается даже при неизменном значении IК (рисунок 3.19, б).
Рис. 3.19. Векторные диаграммы токов транзистора
а) на низких частотах б) на высоких частотах
Граничная частота fГР – это такая частота, на которой модуль коэффициента передачи ½h21Э½=1. Из (3.39) получим, что fГР » fh21Э×h21Э0.
Как видно из (3.38), частотные свойства БТ в схеме ОЭ значительно уступают транзистору, включенному по схеме с ОБ.
Транзистор можно использовать в качестве генератора или усилителя только в том случае, если его коэффициент усиления по мощности КP> 1. Поэтому обобщающим частотным параметром является максимальная частота генерирования или максимальная частота усиления по мощности, на которой коэффициент усиления по мощности равен единице. Связь этой частоты с высокочастотными параметрами определяется выражением
, (3.40)
где fh21Б – предельная частота в мегагерцах; – объемное сопротивление в Омах; CК– емкость коллекторного перехода в пикофарадах; fMAX– в мегагерцах.
Следовательно, что для увеличения fMAX транзистора нужно по возможности увеличивать предельную частоту fh21Би уменьшать и СК. Теоретически для транзистора типа р-п-р . Чтобы повысить предельную частоту, следует уменьшить толщину базовой области wБи применять материалы с большой подвижностью носителей μ, так как D = (kT/q)μ. В германиевых транзисторах, например, предельная частота fh21Б больше, чем в кремниевых. Однако нужно отметить, что транзисторы типа
п-р-п не имеют преимуществ перед транзисторами р-п-р в отношении частоты fMAX. Это объясняется тем, что, хотя в первых частотах fh21Бвыше (для германия примерно в два раза), одновременно в том же отношении возрастает и сопротивление базы , зависящее от подвижности в ней основных носителей, т. е. дырок в транзисторе типа п-р-п. Поэтому частота fMAX остается неизменной. Для уменьшения емкости СК нужно уменьшить площадь коллекторного перехода SК, а также увеличить коллекторное напряжение UКБ и удельное сопротивление базы и коллектора.
Однако, если уменьшить толщину базы wБ, то h21Б0 и f h21Б увеличатся, но одновременно увеличится и . Если же для уменьшения rБ уменьшить удельное сопротивление базы ρБ, то это приведет к уменьшению h21Б0 и пробивных напряжений переходов, а также к росту СК. С уменьшением площади перехода SК уменьшаются максимально допустимая мощность, выделяемая на коллекторном переходе, и величина рабочего тока. Увеличение коллекторного напряжения UКБограничивается напряжением пробоя, которое к тому же уменьшается с увеличением концентрации примесей N для уменьшения ρ.
Отсюда видно, насколько взаимосвязаны величины, определяющие fMAX. Это означает, что в транзисторах обычной конструкции максимальная частота усиления по мощности не может быть высокой.
Частотную зависимость входного сопротивления можно объяснить с помощью векторной диаграммы токов и напряжений (рисунок 3.20), построенной для f = f h21Б . Если пренебречь па этой частоте емкостью СЭ,. то ток IЭ создает на сопротивлении rЭпадение IЭ∙rЭ, которое будет совпадать по фазе с током IЭ. Аналогично на сопротивлении rБвозникнет падение напряжения IБ ∙ в фазе с током IБ. Напряжение UBХ = IЭ ∙rЭ+ IБ∙ .
Из диаграммы видно, что входной ток IЭ отстает от напряжения UBХ на угол φ´, следовательно, входное сопротивление ZВХ транзистора в схеме ОБ носит индуктивный характер и растет с частотой. В схеме ОЭ входным будет ток базы IБ, который опережает по фазе UBX.Таким образом, входное сопротивление ZВХ транзистора в схеме ОЭ имеет емкостный характер и с ростом частоты уменьшается (рисунок 3.21, а). Аналогично можно решить вопрос о зависимости выходного сопротивления от частоты. Выходное сопротивление ZВЫХ уменьшается с ростом частоты при включении как в схеме ОБ таки в схеме ОЭ (рис. 3.21, б).
Рис. 3.21. Зависимость сопротивлений транзистора от частоты:
а) входного, б) выходного
Источник
С повышением частоты усиление, даваемой транзисторами, снижается. Имеются две основные причины.
Во-первых, на высоких частотах вредно влияет емкость коллекторного перехода СК.
Рассмотрим ее влияние на эквивалентной схеме с генератором тока, показанной для схемы ОБ на рис. 5.16. На низких частотах сопротивление емкости СК велико, сопротивление коллекторного перехода rК также велико, причем обычно rК >> RН, и можно считать, что весь ток aImЭ идет в
нагрузочный резистор, т.е. ki » a.
Но на некоторой высокой частоте емкостное сопротивление становится сравнительно малым и через него ответвляется значительная часть тока, создаваемого генератором, а ток через RН соответственно уменьшается. Следовательно, уменьшаются ki, ku, kp, выходное напряжение и выходная мощность.
При стремлении частоты к бесконечности емкостное сопротивление 1/(wСК) стремится к нулю, т.е. СК создает короткое замыкание для генератора и весь его ток aImЭ пойдет через СК, а в нагрузке ток вообще снизится до нуля. К подобному результату можно прийти, если рассмотреть эквивалентную схему с генератором ЭДС.
Емкость эмиттерного перехода СЭ также уменьшает свое сопротивление с повышением частоты, но она всегда шунтирована малым сопротивлением эмиттерного перехода rЭ, и поэтому ее вредное влияние может проявляться только на очень высоких частотах, на которых значение 1/(wСЭ) получается одного порядка с rЭ.
Сущность влияния емкости СЭ состоит в том, что чем выше частота, тем меньше сопротивление этой емкости, тем сильнее она шунтирует сопротивление rЭ. следовательно, уменьшается переменное напряжение на эмиттерном переходе, а ведь именно оно управляет током коллектора. Соответственно уменьшается эффект от усиления. Если частота стремится к бесконечности, то сопротивление 1/(wСЭ) стремится к нулю и напряжение на эмиттерном переходе также снизится до нуля. Практически на менее высоких частотах емкость СК, которая шунтирована очень большим сопротивлением коллекторного перехода rК, уже настолько сильно влияет, что работа транзистора на более высоких частотах, на которых могла бы влиять емкость СЭ, становится нецелесообразной. Поэтому влияние емкости СЭ в большинстве случаев можно не рассматривать.
Итак, вследствие влияния емкости СК на высоких частотах уменьшаются коэффициенты усиления a и b.
Во-вторых, на высоких частотах снижение усиления происходит за счет отставания по фазе переменного тока коллектора от переменного тока эмиттера. Оно вызвано инерционностью процесса перемещения носителей через базу от эмиттерного перехода к коллекторному, а также инерционностью процессов накопления и рассасывания заряда в базе. Носители, например электроны, в транзисторе типа n-p-n, совершают в базе диффузионное движение, и поэтому скорость их не очень велика. Время пробега носителей через базу tПР обычно составляет 10-7с, т.е. 0,1 мкс и менее. Конечно, это время очень мало, но на частотах в единицы, десятки мегагерц и выше оно соизмеримо с периодом колебаний и вызывает заметный фазовый сдвиг между токами коллектора и эмиттера. За счет сдвига на высоких частотах возрастает переменный ток базы, а от этого снижается коэффициент усиления по току b.
Удобнее пояснить это явление с помощью векторных диаграмм, приведенных на рис. 5.17. Первая из них соответствует низкой частоте, например
1 кГц, на которой все токи практически совпадают по фазе, так как tПР составляет ничтожную долю периода колебаний. На низких частотах b имеет свое наибольшее значение b0.
При более высокой частоте, например 1 МГц, запаздывание тока IК на время tПР относительно тока IЭ вызывает заметный фазовый сдвиг j между этими токами. Теперь ток базы IБ равен не алгебраической, а геометрической разности токов IЭ и IК, и вследствие этого он значительно увеличился. Поэтому, даже если ток IК еще не уменьшился за счет влияния емкости СК, то коэффициент b все же станет заметно меньше b0. На еще более высокой частоте, например 10 МГц, фазовый сдвиг возрастает, ток IБ еще больше увеличится, а коэффициент b уменьшится.
Таким образом, при повышении частоты коэффициент b уменьшается значительно сильнее, нежели a. Коэффициент a снижается от влияния емкости СК, а на значение b влияет еще и фазовый сдвиг между IК и IЭ за счет времени пробега носителей через базу. Ясно, что схема ОЭ по сравнению со схемой ОБ обладает значительно худшими частотными свойствами.
Принято считать предельно допустимым уменьшение значений a и b на 30 % по сравнению с их значениями a0 и b0 на низких частотах.
Те частоты, на которых происходит такое снижение усиления, т.е. на которых a = 0,7a0 и b = 0,7b0, называют граничными или предельными частотами усиления для схем ОБ и ОЭ. Эти частоты обозначают соответственно fa и fb. Поскольку b уменьшается гораздо сильнее, чем a, то fb значительно ниже fa. Можно считать, что
fb » fa / b. (5.81)
На рис. 5.18 изображен примерный график, показывающий для некоторого транзистора уменьшение коэффициентов a и b с повышением частоты, отложенной в логарифмическом масштабе. Для удобства – по вертикали отложены коэффициенты усиления в относительных единицах.
Источник
3.8.1. Особенности работы транзисторов на высоких частотах
С увеличением частоты усилительные свойства транзисторов ухудшаются. Причины, которые приводят к этому, следующие:
1. Влияние конечного времени пролета носителей через область базы от эмиттерного перехода к коллекторному.
2. Влияние емкостей эммитерного и коллекторного переходов.
3. Влияние объемного сопротивления базы, связанное с ее геометрическими размерами.
На высоких частотах среднее время перемещения неосновных носителей в базе становится сравнительным с периодом усиливаемого сигнала. Инжектированные в область базы носители не успевают дойти до коллекторного перехода, как полярность входного напряжения изменяется на противоположную. Часть носителей тормозится и рекомбинирует в базе, другая часть – уменьшает свою скорость и доходит до коллекторного перехода с некоторым запаздыванием относительно входного сигнала, в результате чего коэффициент усиления по току падает. Это явление получило название дисперсии скоростей носителей. Таким образом, уменьшается не только коэффициент усиления транзистора, но изменяется форма выходного сигнала. Коэффициент передачи по току становится комплексной величиной и определяется выражениями:
(3.37)
, (3.38)
где − fα и fβ − предельные частоты усиления, по току в схеме с общей базой и общим эмиттером соответственно.
Предельной частотой усиления транзистора называется частота, на которой модуль коэффициента передачи по току уменьшается в раз или на
3 дБ по сравнению с его величиной на низкой частоте.
Фазовые сдвиги между токами в транзисторе можно пояснить с помощью временной диаграммы (рис. 3.10).
Рис. 3.10
(3.39)
Токи в транзисторе определяются векторной суммой
(3.40)
Так как , предельная частота для схемы включения транзистора с общей базой намного выше, чем в схеме с общим эмиттером.
Связь между предельными частотами для схем с ОБ и ОЭ определяется следующим выражением:
,
где m = (1,1…2) .
На рис. 3.11 показана зависимость частотных параметров для транзистора с fα = 1 МГц.
Рис. 3.11
В некоторых случаях при проведении расчетов пользуются граничной частотой fгр, на которой коэффициент передачи по току в схеме с общим эммитером становится равным единице .
Наиболее важным обобщающим частотным параметром является максимальная частота генерирования, или максимальная частота усиления по мощности, т.е. частота на которой коэффициент усиления по мощности становится равным единице (Кр = 1)
(3.41)
где – объемное сопротивление базы;
– Емкость коллекторного перехода.
Влияние емкости эмиттерного перехода можно пояснить с помощью схемы входной цепи рис. 3.12.
Рис. 3.12
(3.42)
– диффузионное сопротивление базы, связанное с воздействием коллекторного напряжения.
С ростом частоты шунтирующее действие емкости эммитерного перехода возрастает, что приводит к уменьшению управляющего напряжения и снижению инжекции носителей из эмиттера, т.е. к падению коэффициента передачи по току.
Для расчетов на высоких частотах можно пользоваться эквивалентной схемой Джиаколетто с генератором тока (рис. 3.13):
Рис. 3.13
В данной схеме , ,
, .
Эта схема дает удовлетворительные результаты до частот около 0,5fα.
Для схемы включения с общей базой можно пренебречь рядом паразитных параметров, и эквивалентная схема будет иметь вид рис. 3.14.
Она называется T– образная эквивалентная схема замещения транзистора.
Рис. 3.14
В этой схеме отсутствует емкость эмиттерного перехода, так как в большинстве случаев на частотных свойствах раньше сказывается влияние емкости коллекторного перехода.
Таким образом, для улучшения частотных свойств транзисторов необходимо уменьшать толщину базы и ее сопротивление, снижать емкость эмиттерного и коллекторного переходов, а также применять специальные технологические методы при их изготовлении.
3.8.2. Разновидности биполярных транзисторов
Наиболее простым способом изготовления транзисторов является метод вплавления примесей. Для их получения берется исходный полупроводниковый материал p- или n- типа и с обеих сторон вплавляются донорные или акцепторные навески. Например, для изготовления p-n-p транзистора можно взять исходную полупроводниковую пластину германия n-типа и вплавить индиевые навески, после чего получаются две р-области: эмиттерная и коллекторная и соответствующие им электронно- дырочные переходы
(рис. 3.15).
Рис. 3.15
Однако при током способе переходы получаются нерезкими и неровными, а толщина базы на многих участках значительно отличается от средней. Такие транзисторы предназначены для работы на низких и не очень высоких частотах.
Дрейфовые транзисторы
Для работы на высоких частотах используются другие технологические принципы, позволяющие получить неравномерный профиль легирования базовой области: концентрация примесей уменьшается в направлении от эмиттерного перехода к коллекторному. Примерное распределение примесей в структуре такого транзистора приведено на рис. 3.16.
Рис. 3.16
Неравномерность распределения концентрации носителей в базе приводит к появлению внутреннего поля. Поэтому наряду с диффузионным движением носителей, инжектируемых в базу, наблюдается и дрейфовое под воздействием этого поля, что значительно увеличивает их скорость. Таким образом, частотные свойства этих транзисторов значительно улучшаются. Такие транзисторы получили название дрейфовых, имеется множество технологических способов их изготовления.
Диффузионно-сплавные транзисторы сочетают сплавление основного материала полупроводника с легирующими веществами и их диффузию с жидкой или газообразной фазы.
Для изготовления данных транзисторов основой служит пластина p-германия, которая используется как коллектор. В исходной пластине делается углубление, в которое происходит наплавление сурьмы, диффундирующей вглубь германия и образующей тонкий слой n-германия. После этого этот слой стравливается по всей поверхности, кроме углубления, и осуществляется вплавление двух навесок – базовой и эмиттерной (рис. 3.17).
Рис. 3.17
Базовая навеска представляет собой сплав сурьмы и свинца, эмиттерная – сплав Au-Ga-Sb-In. Поскольку скорость диффузии сурьмы наибольшая, то ее атомы проникают глубже, и толщина базы делается равной нескольким микронам, а концентрация носителей у эмиттерного перехода увеличивается. При вплавлении эмиттерной навески сплав Au-Ga-In образует эмиттерную область p-типа. На нижнюю часть исходной пластины наносят контактный слой из свинца, меди и индия.
Еще одной разновидностью дрейфовых транзисторов являются конверсионные. Они используют метод изготовления, описанный выше, только здесь диффузия происходит из исходной пластины германия, содержащей примеси n – и p -типа (рис. 3.18).
Рис. 3.18
Примесью p-типа является медь, которая характеризуется очень высоким коэффициентом диффузии в германий. При вплавлении медь диффундирует в эмиттерную навеску, образуя область эмиттера p-типа, а сурьма – из эмиттерной навески в область базы. Таким образом, получается база n-типа с неравномерным профилем легирования. Обеднение исходной пластины примесями одного типа и образования слоя другого типа проводимости в результате диффузии называют конверсией.
Особенностью меза-транзисторов является уменьшение площади коллекторного перехода и его емкости, а также уменьшение объема области базы. Основные этапы изготовления таких транзисторов показаны на рис. 3.19, а, б, в.
Рис. 3.19
Например, в пластину p-типа, служащую в дальнейшем областью коллектора, диффузионным путем вносят примесь n- типа, являющеюся базовой областью. Затем через одно и то же отверстие маски, но под разными углами напыляются контактные площадки. После этого материал площадок вплавляется, образуется омический контакт с областью базы и p-слой эмиттера. Активные части области базы покрываются защитным слоем, а пассивные стравливаются, что приводит к уменьшению площади коллекторного перехода. Меза-транзистор обладает хорошим теплоотводом и может быть мощным, а рабочая частота достигает диапазона сверхвысоких частот.
Еще одной разновидностью дрейфовых транзисторов являются планарные, название которых связано с расположением внешних границ p-n-переходов в одной плоскости. Исходная полупроводниковая пластина n-кремния покрывается окисью SiO2. Затем на этот окисел наносится светочувствительный слой – фоторезист, который засвечивается через маску. Затем осуществляется процесс травления: засвеченные участки не протравливаются, и под ними остается слой окисла, а незасвеченные удаляются. Таким образом, на пластине можно получить участок, служащий для внедрения примесей. На свободный участок методом диффузии вносят базовый слой p-типа. После этого описанные выше технологические приемы повторяют и получают эмиттер n-типа. В результате внешние границы p-n-переходов и областей транзистора оказываются защищенными окисью кремния, а база имеет неравномерный профиль легирования. Структура такого транзистора изображена на рис. 3.20.
Рис. 3.20
Эпитаксиальная технология позволяет также получить высокочастотный транзистор (рис. 3.21).
Рис. 3.21
Из паровой фазы выращивается тонкий слой монокристалла полупроводника между коллекторной и базовой областью. Это приводит к уменьшению вероятности пробоя транзистора, увеличению его рабочих напряжений и уменьшению емкости коллекторного перехода. У эпитаксиальных транзисторов предельная рабочая частота может достигать тысячи мегагерц.
Источник